D类音频放大器设计：概念、原理和方法（2）

虽然利用D类放大器的低功耗优点有力推动其音频应用，但是有一些重要问题需要设计工程师考虑，包括：

选择输出晶体管尺寸是为了在宽范围信号调理范围内降低功耗。当传导大的IDS时保证VDS很小，要求输出晶体管的导通电阻（RON）很小（典型值为0.1Ω～0.2Ω）。但这要求大晶体管具有很大的栅极电容（CG）。开关电容栅极驱动电路的功耗为CV2f，其中C 是电容，V是充电期间的电压变化，f是开关频率。如果电容或频率太高，这个“开关损耗”就会过大，所以存在实际的上限。因此，晶体管尺寸的选择是传导期间将IDS×VDS损失降至最小与将开关损耗降至最小之间的一个折衷。在高输出功率情况下，功耗和效率主要由传导损耗决定，而在低输出功率情况下，功耗主要由开关损耗决定。功率晶体管制造商试图将其器件的RON×CG减至最小以减少开关应用中的总功耗，从而提供开关频率选择上的灵活性。

过热：尽管D类放大器输出级功耗低于线性放大器，但如果放大器长时间提供非常高的功率，仍会达到危害输出晶体管的水平。为了防止过热危险，需要温度监视控制电路。在简单的保护方案中，当通过一个片内传感器测量的温度超过热关断安全阈值时，输出级关断，并且一直保持到冷却下来。除了简单的有关温度是否已经超过关断阈值的二进制指示以外，传感器还可提供其它的温度信息。通过测量温度，控制电路可逐渐减小音量水平，减少功耗并且很好地将温度保持在限定值范围内，而不是在热关断期间强制不发出声音。

输出晶体管过流：如果输出级和扬声器端正确连接，输出晶体管呈低导通电阻状态不会出现问题，但如果这些结点不注意与另一个结点或正、负电源短路，会产生巨大的电流。如果不经核查，这个电流会破坏晶体管或外围电路。因此，需要电流检测输出晶体管保护电路。在简单保护方案中，如果输出电流超过安全阈值，输出级关断。在比较复杂的方案中，电流传感器输出反馈到放大器中，试图限制输出电流到一个最大安全水平，同时允许放大器连续工作而无须关断。在这个方案中，如果限流保护无效，最后的手段是强制关断。有效的限流器还可在由于扬声器共振出现暂时的大瞬态电流时保持放大器安全工作。

欠压：大多数开关输出级电路只有当正电源电压足够高时才能正常工作。如果电源电压太低，出现欠压情况，就会出现问题。这个问题通常通过欠压封锁电路来处理，只有当电源电压大于欠压封锁阈值时才允许输出级工作。

输出晶体管导通时序：MH和ML输出级晶体管（见图6）具有非常低的导通电阻。因此，避免MH和ML同时导通的情况很重要，因为它会产生一个从VDD到VSS的低电阻路径通过晶体管，从而产生很大的冲击电流。最好的情况是晶体管发热并且消耗功率；最坏的情况是晶体管可能被毁坏。晶体管的先开后合控制通过在一个晶体管导通之前强制两个晶体管都断开以防止冲击电流情况发生。两个晶体管都断开的时间间隔称为非重叠时间或死区时间。

“咔嗒”声：当放大器导通或断开时发出的咔嗒声非常讨厌。但不幸的是，它们易于引入到D类放大器中，除非当放大器静噪或非静噪时特别注意调制器状态、输出级时序和LC滤波器状态。

信噪比（SNR）：为了避免放大器本底噪声产生的嘶嘶声，对于便携式应用的低功率放大器，SNR通常应当超过90 dB，对于中等功率设计SNR应当超过100 dB，对于大功率设计应当超过110 dB。这对于各种放大器是可以达到的，但在放大器设计期间必须跟踪具体的噪声源以保证达到满意的总体SNR。

失真机理：失真机理包括调制技术或调制器实现中的非线性，以及为了解决冲击电流问题输出级所采用的死区时间。

在D类调制器输出脉宽中通常对包含音频信号幅度的信息进行编码。用于防止输出级冲击电流附加的死区时间会引入非线性时序误差，它在扬声器产生的失真与相对于理想脉冲宽度的时序误差成正比。用于避免冲击最短的死区时间对于将失真减至最小经常是最有利的；欲了解优化开关输出级失真性能的详细设计方法请参看深入阅读资料2。

其它失真源包括：输出脉冲上升时间和下降时间的不匹配，输出晶体管栅极驱动电路时序特性的不匹配，以及LC低通滤波器元器件的非线性。

电源抑制(PSR)：在图2所示的电路中，电源噪声几乎直接耦合到输出扬声器，具有很小的

抑制作用。发生这种情况是因为输出级晶体管通过一个非常低的电阻将电源连接到低通滤波器。滤波器抑制高频噪声，但所有音频频率都会通过，包括音频噪声。关于对单端和差分开关输出级电路电源噪声影响的详细说明请参看深入阅读材料3。

如果不解决失真问题和电源问题，就很难达到PSR优于10 dB，或总谐波失真（THD）优于0.1%。甚至更坏的情况，THD趋向于有害音质的高阶失真。

幸运的是，有一些好的解决方案来解决这些问题。使用具有高环路增益的反馈（正如在许多线性放大器设计中所采用的）帮助很大。LC滤波器输入的反馈会大大提高PSR并且衰减所有非LC滤波器失真源。LC滤波器非线性可通过在反馈环路中包括的扬声器进行衰减。在精心设计的闭环D类放大器中，可以达到PSR > 60 dB和THD < 0.01%的高保真音质。

但反馈使得放大器的设计变得复杂，因为必须满足环路的稳定性（对于高阶设计是一种很复杂的考虑）。连续时间模拟反馈对于捕获有关脉冲时序误差的重要信息也是必需的，因此控制环路必须包括模拟电路以处理反馈信号。在集成电路放大器实现中，这会增加管芯成本。

为了将IC成本减至最低，一些制造商喜欢不, , , , , , , , , , , , , , 使用或使用最少的模拟电路部分。有些产品用一个数字开环调制器和一个模数转换器来检测电源变化，并且调整调制器行为以进行补偿，这可以参看深入阅读资料3。这样可以改善PSR，但不会解决任何失真问题。其它的数字调制器试图对预期的输出级时序误差进行预补偿，或对非理想的调制器进行校正。这样至少会处理一部分失真源，但不是全部。对于音质要求宽松的应用，可通过这些开环D类放大器进行处理，但对于最佳音质，有些形式的反馈似乎是必需的。

D类放大器调制器可以有多种方法实现，拥有大量的相关研究和知识产权支持。本文只介绍基本概念。

所有的D类放大器调制技术都将音频信号的相关信息编码到一串脉冲内。通常，脉冲宽度与音频信号的幅度相联系，脉冲频谱包括有用的音频信号脉冲和无用的（但无法避免）的高频成分。在所有方案中，总的综合高频功率大致相同，因为在时域内波形的总功率是相同的，并且根据Parseval定理，时域功率必须等于频域功率。但是，能量分布变化很大：在有些方案中，低噪声本底之上有高能量音调，而在其它方案中，能量经过整形消除了高能量音调，但噪声本底较高。

最常用的调制技术是脉宽调制（PWM）。从原理上讲，PWM是将输入音频信号与以固定载波频率工作的三角波或斜波进行比较。这在载波频率条件下产生一串脉冲。在每个载波周期内，PWM脉冲的占空比正比于音频信号的幅度。在图7的例子中，音频输入和三角波都以0 V为中心，所以对于零输入，输出脉冲的占空比为50%。对于大的正输入，占空比接近100%，对于大的负输入，占空比接近0%。如果音频幅度超过三角波的幅度，就会发生全调制，这时脉冲串停止开关，占空比在具体周期内为0%或100%。

PWM之所以具有吸引力是因为它在几百千赫PWM载波频率条件下（足够低以限制输出级开关损失）允许100 dB或更好的音频带SNR。许多PWM调制器在达到几乎100%调制情况下也是稳定的，从原理上允许高输出功率，达到过载点。但是，PWM存在几个问题：首先，PWM过程在许多实现中会增加固有的失真（参看深入阅读资料4）；其次，PWM载波频率的谐振在调幅（AM）无线电波段内会产生EMI；最后，PWM脉宽在全调制附近非常小。这在大多数开关输出级栅极驱动电路中会引起问题，因为它们的驱动能力受到限制，不能以重新产生几纳秒（ns）短脉宽所需要的极快速度适当开关。因此，在基于PWM的放大器中经常达不到全调制，可达到的最大输出功率要小于理论上的最大值，即只考虑电源电压、晶体管导通电阻和扬声器阻抗的情况。

一种替代PWM的方案是脉冲密度调制（PDM），它在给定时间窗口（脉冲宽度）的脉冲数正比于输入音频信号的平均值。其单个的脉宽不像PWM那样是任意的，而是调制器时钟周期的“量化”倍数。1 bit Σ-Δ调制是PDM的一种形式。

Σ-Δ调制中的大量高频能量分布在很宽的频率范围内，而不是像PWM那样集中在载波频率的倍频处，因而Σ-Δ调制潜在的EMI优势要好于PWM。在PDM采样时钟频率的镜像频率处，能量依然存在；但在3 MHz～6 MHz典型时钟频率范围，镜像频率落在在音频频带之外，并且被LC低通滤波器强烈衰减。

Σ-Δ调制的另一个优点是最小脉宽是一个采样时钟周期，即使是对于接近全调制的信号条件。这样简化了栅极驱动器设计并且允许按照理论上的全功率安全工作。尽管如此，1 bitΣ-Δ调制在D类放大器中不经常使用（参看深入阅读资料4），因为传统的1 bit调制器只能稳定到50%调制。还需要至少64倍过采样以达到足够的音频带SNR，因此典型的输出数据速率至少为1 MHz并且功率效率受到限制。

最近已经开发出自振荡放大器，例如在深入阅读资料5中介绍的一种。这种放大器总是包括一个反馈环路，以环路特性决定调制器的开关频率，代替外部提供的时钟。高频能量经常要比PWM 分布平坦。由于反馈的作用可以获得优良的音质，但该环路是自振荡的，因此很难与任何其它开关电路同步，也很难连接到无须先将数字信号转换为模拟信号的数字音频源。

全桥电路（见图3）可使用“三态”调制以减少差分EMI。在传统的差分工作方式中，半桥A的输出极性必须与半桥B的输出极性相反。只存在两种差分工作状态：输出A高，输出B低；输出A低，输出B高。但是，还存在另外两个共模状态，即两个半桥输出的极性相同（都为高或都为低）。这两个共模状态之一可与差分状态配合产生三态调制，LC滤波器的差分输入可为正、零或负。零状态可用于表示低功率水平，代替两态方案中在正状态和负状态之间的开关。在零状态期间，LC滤波器的差分动作非常小，虽然实际上增加了共模EMI，但减少了差分EMI。差分优势只适用于低功率水平，因为正状态和负状态仍必须用于对扬声器提供大功率。三态调制方案中变化的共模电压电平对于闭环放大器是一个设计挑战。

D类放大器输出的高频分量值得认真考虑。如果不正确理解和处理，这些分量会产生大量EMI并且干扰其它设备的工作。

两种EMI需要考虑：辐射到空间的信号和通过扬声器及电源线传导的信号。D类放大器调制方案决定传导EMI和辐射EMI分量的基线谱。但是，可以使用一些板级的设计方法减少D类放大器发射的EMI，而不管其基线谱如何。

一条有用的原则是将承载高频电流的环路面积减至最小，因为与EMI相关的强度与环路面积及环路与其它电路的接近程度有关。例如，整个LC滤波器（包括扬声器接线）的布局应尽可能地紧密，并且保持靠近放大器。电流驱动和返回路印制线应当集中在一起以将环路面积减至最小（扬声器使用双绞线对接线很有帮助）。另一个要注意的地方是当输出级晶体管栅极电容开关时会产生大的瞬态电荷。通常这个电荷来自储能电容，从而形成一个包含两个电容的电流环路。通过将环路面积减至最小可降低环路中瞬态的EMI影响，意味着储能电容应尽可能靠近晶体管对它充电。

有时，插入与放大器电源串联的RF扼流线圈很有帮助。正确布置它们可将高频瞬态电流限

制在靠近放大器的本地环路内，而不会沿电源线长距离传导。

如果栅极驱动非重叠时间非常长，扬声器或LC滤波器的感应电流会正向偏置输出级晶体管端的寄生二极管。当非重叠时间结束时，二极管偏置从正向变为反向。在二极管完全断开之前，会出现大的反向恢复电流尖峰，从而产生麻烦的EMI源。通过保持非重叠时间非常短（还建议将音频失真减至最小）使EMI减至最小。如果反向恢复方案仍不可接受，可使用肖特基（Schottky）二极管与该晶体管的寄生二极管并联，从而转移电流并且防止寄生二极管一直导通。这很有帮助，因为Schottky二极管的金属半导体结本质上不受反向恢复效应的影响。

具有环形电感器磁芯的LC滤波器可将放大器电流导致的杂散现场输电线影响减至最小。在成本和EMI性能之间的一种好的折衷方法是通过屏蔽减小来自低成本鼓形磁芯的辐射，如果注意可保证这种屏蔽可接受地降低电感器线性和扬声器音质。

为了节省成本和PCB面积，大多数D类放大器的LC滤波器采用二阶低通设计。图3示出一个差分式二阶LC滤波器。扬声器用于减弱电路的固有谐振。尽管扬声器阻抗有时近似于简单的电阻，但实际阻抗比较复杂并且可能包括显著的无功分量。要获得最佳滤波器设计效果，设计工程师应当总是争取使用精确的扬声器模型。

常见的滤波器设计选择目的是为了在所需要的最高音频频率条件下将滤波器响应下降减至最小, 以获, 得最, 低带宽。如果对于高达20 kHz频率，要求下降小于1 dB，则要求典型的滤波器具有40 kHz巴特沃斯（Butterworth）响应（以达到最大平坦通带）。对于常见的扬声器阻抗以及标准的L值和C值，下表给出了标称元器件值及其相应的近似Butterworth响应：

电感L（μH）	电容C（μF）	扬声器电阻（Ω）	带宽-3-dB（kHz）
10	1.2	4	50
15	1	6	41
22	0.68	8	41

如果设计不包括扬声器反馈，扬声器THD会对LC滤波器元器件的线性度敏感。

电感器设计考虑因素：设计或选择电感器的重要因素包括磁芯的额定电流和形状，以及饶线电阻。

额定电流：选用磁芯的额定电流应当大于期望的放大器的最高电流。原因是如果电流超过额定电流阈值并且电流密度太高，许多电感器磁芯会发生磁性饱和，导致电感急剧减小，这是我们所不期望的。

通过在磁芯周围饶线而形成电感器。如果饶线匝数很多，与总饶线长度相关的电阻很重要。由于该电阻串联于半桥和扬声器之间，因而会消耗一些输出功率。如果电阻太高，应当使用较粗的饶线或选用要求饶线匝数较少的其它金属材质的磁芯以提供需要的电感。

最后，不要忘记所使用的电感器的形状也会影响EMI，正如上面所提到的。